¿Cómo optimizar el diseño de comparadores de alta velocidad con bajo consumo de energía?

El diseño de comparadores de alta velocidad se enfrenta a una serie de desafíos, especialmente cuando se requiere reducir el consumo de energía sin sacrificar la rapidez y la precisión. En este contexto, los comparadores dinámicos ofrecen una solución interesante, combinando la velocidad de respuesta rápida con una disipación energética más baja. Un ejemplo de esto es el comparador con latch, que se utiliza para comparar señales de voltaje en sistemas de muestreo de alta velocidad.

El comparador dinámico descrito en el texto, como el que se muestra en la Figura 8.5-8, se utiliza para comparar un voltaje de referencia con una señal de entrada durante el tiempo en el que la señal de reloj (fLatch) está en estado alto. Durante el modo de reset, cuando fLatch está bajo, no fluye corriente, lo que reduce la disipación energética a aproximadamente 4.3 μW/Ms/s. Este comparador, aunque eficiente en términos de energía, tiene una resolución limitada debido al voltaje de compensación de entrada. Con una ganancia típica de 50-100 y un swing de salida de aproximadamente 1 V, la resolución de entrada se sitúa entre 10 y 20 mV. En estos casos, la calidad de la comparación puede mejorarse utilizando un preamplificador antes del latch, lo que aumenta la precisión y reduce el margen de error.

Por otro lado, los comparadores de alta velocidad, como los descritos en la Figura 8.6-1, se diseñan utilizando una cascada de amplificadores. Estos amplificadores de bajo ganancia, pero alta ancho de banda, permiten reducir al mínimo el tiempo de propagación, lo que es crucial cuando se trabaja con señales de alta frecuencia. Los amplificadores iniciales tienen un ancho de banda grande para amplificar la señal con poca demora, mientras que los amplificadores finales deben ser capaces de manejar altas tasas de cambio en las señales para garantizar una transición rápida entre los niveles de salida.

El diseño de un comparador de alta velocidad generalmente involucra la combinación de un preamplificador para amplificar la señal de entrada hasta un valor adecuado, y un latch para realizar la comparación final. Este enfoque, que combina la respuesta negativa exponencial del preamplificador con la respuesta positiva exponencial del latch, permite un balance entre la rapidez y la eficiencia energética. El tiempo total de respuesta se divide entre el tiempo de amplificación de la señal por el preamplificador (t1) y el tiempo de transición del latch (t2), lo que resulta en un tiempo de respuesta total de t1 + t2.

Cuando se utilizan preamplificadores en cascada, como en la Figura 8.6-3, es posible minimizar el tiempo de retraso t1 y maximizar la velocidad de la comparación. Sin embargo, este enfoque introduce la necesidad de autoajustar cada amplificador, lo que implica un mayor número de interruptores para mantener la precisión y evitar errores en la señal amplificada. Aunque se pueden lograr velocidades de hasta 100 MHz en aplicaciones de alta velocidad, esto conlleva un aumento en el consumo de energía, que debe ser cuidadosamente gestionado.

Además, el diseño de los preamplificadores debe considerar la relación entre el ancho de banda y la ganancia. Los preamplificadores de bajo ganancia, si bien son rápidos, deben equilibrar cuidadosamente estos dos parámetros. La ganancia debe ser suficiente para amplificar la señal a un nivel adecuado, pero sin comprometer la velocidad o la estabilidad del sistema.

En cuanto a los problemas inherentes al diseño de estos circuitos, se destaca la necesidad de aislamiento entre las salidas del latch y las entradas del preamplificador. Si no se logra este aislamiento, las rápidas transiciones en la salida del latch pueden inducir errores en la señal de entrada del preamplificador debido a la capacitancia entre el drenaje y la puerta de los transistores, lo que afecta la precisión del comparador.

En resumen, el diseño de comparadores de alta velocidad y bajo consumo de energía requiere un enfoque cuidadoso que combine amplificadores de bajo ganancia y alto ancho de banda con un latch que permita realizar la comparación final de manera eficiente. El uso de preamplificadores, junto con un adecuado aislamiento y optimización de los tiempos de propagación, puede mejorar considerablemente el rendimiento del comparador, permitiendo alcanzar altas velocidades sin comprometer la precisión ni la eficiencia energética.

¿Cómo mejorar la estabilidad y resistencia en espejos de corriente?

Los espejos de corriente son componentes fundamentales en circuitos analógicos, siendo esenciales para la generación de corrientes de referencia con una alta estabilidad y precisión. El espejo de corriente Wilson, ilustrado en la figura 4.4-8, ofrece una mejora significativa sobre otros espejos en términos de resistencia de salida y respuesta ante señales pequeñas. Este circuito tiene una resistencia de salida, $r_{out}$ , que se puede modelar como una combinación de resistencias y ganancias transitorias de los dispositivos implicados. De manera simplificada, se expresa como:

r_{out} = r_{ds3} \left( 1 + \frac{g_{m3} r_{ds3}}{1 + g_{m1} r_{ds1}} \right)

Este comportamiento es útil, pero sólo si los transistores operan en la región de saturación, lo que implica que debe haber un voltaje mínimo de entrada y salida, $V_I(min)$ , que depende de la corriente de entrada, $i_I$ . Este voltaje puede ser reducido aumentando las relaciones de $W/L$ de los transistores M1 y M3, lo que mejora el rendimiento del espejo de corriente y reduce la caída de voltaje necesario en la entrada.

En un análisis más detallado, si consideramos el espejo de corriente cascode de la figura 4.4-6, podemos ver que el voltaje mínimo de entrada $V_I(min)$ es una función de la corriente de entrada, de tal forma que para un valor dado de $i_I$ , se requiere ajustar el tamaño de los transistores para minimizar dicho voltaje. Esto se expresa de la siguiente forma:

V_I(min) = \frac{2 i_I}{W1/L1} \cdot \left(1 - \frac{V_T3}{V_{T3}}\right)

Un punto clave es que el ajuste de $V_I(min)$ puede resultar complicado en situaciones donde la eficiencia de los transistores disminuye debido a los efectos de modulación de la longitud del canal y la saturación de los transistores de salida. Aquí, una mejora importante radica en el uso de un espejo de corriente regulado cascode, como se muestra en la figura 4.4-10, que permite mejorar la resistencia de salida, acercándose a valores que dependen de la ganancia transitoria de los transistores, obteniendo así una mayor estabilidad y precisión.

El espejo de corriente Wilson también puede ser modificado para aumentar la resistencia de salida utilizando técnicas de conexión en cascode. Esto, sin embargo, requiere que tanto M1 como M3 estén bien dimensionados en términos de $W/L$ , asegurando que el sistema se mantenga en la región de saturación y que las transiciones de los transistores M4 y M2 se realicen de manera adecuada, como se describió anteriormente.

La resistencia de salida de un espejo de corriente se ve influenciada por la correcta elección de los parámetros de los transistores involucrados, y mediante la implementación de técnicas como la amplificación de ganancia, es posible mejorar la capacidad de control y estabilización del circuito. Sin embargo, es importante tener en cuenta que la variabilidad en la temperatura y las condiciones de alimentación puede afectar la estabilidad del espejo de corriente.

Además, la implementación de espejos de corriente usando dispositivos p-channel puede resultar ventajosa en situaciones de polarización de corriente en circuitos CMOS, proporcionando resultados igualmente eficientes. La flexibilidad en la elección de transistores n-channel o p-channel ofrece una mayor versatilidad para su integración en circuitos analógicos más complejos.

Es esencial recordar que, aunque el espejo de corriente Wilson mejora la precisión y la resistencia de salida en comparación con otros diseños, sigue siendo necesario gestionar cuidadosamente los parámetros de entrada y salida, ya que la eficacia de los espejos de corriente está directamente relacionada con la estabilidad del sistema de polarización, la respuesta ante señales pequeñas y la variabilidad de los transistores debido a efectos no ideales, como la modulación del canal.

En resumen, aunque existen mejoras y ajustes posibles para optimizar el rendimiento de los espejos de corriente, el diseño y la implementación de estos circuitos requieren una consideración meticulosa de las características de los transistores y los efectos parasitarios, especialmente en cuanto a la relación de $W/L$ , la saturación de los transistores y la variabilidad de las condiciones de alimentación. La elección de topologías como el cascode regulado puede resultar en una mejora significativa en la eficiencia y precisión, pero no elimina por completo la necesidad de mantener los dispositivos dentro de sus rangos de operación ideales.

¿Cómo se Diseñan los Circuitos de Procesamiento de Señales Analógicas y Digitales Integrados?

En los sistemas de procesamiento de señales, se requiere un enfoque que combine técnicas analógicas y digitales, las cuales han evolucionado significativamente gracias a los avances tecnológicos. Anteriormente, tales sistemas requerían múltiples circuitos integrados acompañados de componentes pasivos adicionales. No obstante, el advenimiento de las técnicas de datos muestreados analógicos y la tecnología MOS ha facilitado el diseño de procesadores de señales generales utilizando tanto técnicas analógicas como digitales en un solo circuito integrado.

El diseño de un sistema de procesamiento de señales analógicas comienza con el análisis de las especificaciones del sistema y la decisión de qué partes deben ser analógicas y cuáles digitales. En la mayoría de los casos, la señal de entrada es analógica, ya sea proveniente de un sensor, una señal de radar o incluso de una voz humana. El primer bloque de un sistema de procesamiento de señales, como se ilustra en el diagrama de bloques de la Figura 1.3-1, es un bloque de preprocesamiento, que típicamente está compuesto por filtros, un circuito de control automático de ganancia y un convertidor analógico a digital (ADC, por sus siglas en inglés). Los componentes de este bloque deben cumplir con estrictos requisitos de velocidad y precisión.

El siguiente bloque es un procesador de señales digitales, que proporciona múltiples ventajas. Entre las principales se encuentra la facilidad de implementación de circuitos digitales en procesos de geometría pequeña, lo que se traduce en ventajas en términos de costos y velocidad. Además, el procesamiento digital permite una mayor libertad de diseño, como el uso de filtros con fase lineal, lo cual sería difícil de lograr en el dominio analógico. Otra ventaja crucial es la posibilidad de programar dispositivos digitales, lo que agrega flexibilidad al sistema.

En algunos casos, el sistema puede requerir una salida analógica. En tales situaciones, se incluye un bloque de postprocesamiento que generalmente contiene un convertidor digital a analógico (DAC, por sus siglas en inglés), amplificación y filtrado. Este enfoque híbrido permite procesar señales tanto analógicas como digitales de manera eficiente y flexible.

Un aspecto fundamental a considerar en el diseño de sistemas de procesamiento de señales es el ancho de banda de la señal que se va a procesar. Las diferentes señales requieren diferentes capacidades de frecuencia, lo que implica que se deben usar tecnologías adecuadas para soportar el ancho de banda necesario. Por ejemplo, las señales sísmicas tienen frecuencias muy bajas, mientras que las señales de microondas operan en el orden de los gigahercios. Además, la capacidad de velocidad de los diversos procesos tecnológicos disponibles hoy en día, como se muestra en la Figura 1.3-3, debe ser considerada al seleccionar la tecnología adecuada para un sistema integrado.

Aunque el ancho de banda y la velocidad son consideraciones primarias al elegir la tecnología para un circuito integrado (IC), otros factores como el costo y la integración también juegan un papel crucial. Actualmente, la tendencia predominante es utilizar tecnologías CMOS tanto para circuitos digitales como analógicos cuando es posible, ya que esta combinación ofrece una alta integración y una solución compacta y confiable.

Un ejemplo de diseño de un circuito mixto de señales analógicas y digitales es el caso de un canal de lectura/escritura completamente integrado para aplicaciones de grabación en discos duros. En este caso, el dispositivo emplea detección de secuencias de máxima respuesta parcial (PRML) para mejorar la relación entre la tasa de error de bits y la relación señal-ruido. El canal soporta velocidades de datos de hasta 64 Mbits/s y está fabricado en un proceso CMOS de doble metal de 0.8 μm.

En esta aplicación típica, el IC recibe una señal analógica diferencial completamente amplificada desde un preamplificador externo, que detecta las transiciones magnéticas en un disco giratorio. La señal diferencial es amplificada por un amplificador de ganancia variable (VGA) controlado en tiempo real por un bucle de control de ganancia digital. Después de la amplificación, la señal pasa a un filtro paso bajo de siete polos y dos ceros con fase equirreplegada, que tiene la capacidad de aumentar la ganancia a altas frecuencias, reduciendo así el ancho de la señal de lectura.

El filtro paso bajo en este caso está formado por etapas de transconductancia (etapas gm) y capacitores, con una capacidad de control digital de la respuesta en frecuencia del filtro, lo que permite ajustar las características del filtro para compensar variaciones en la frecuencia debido a cambios de temperatura, procesos de fabricación y voltajes de alimentación. Este tipo de diseño ilustra cómo la integración de circuitos analógicos y digitales en un solo chip puede mejorar el rendimiento y reducir el costo, mientras se mantiene la flexibilidad de ajustar y controlar el comportamiento del sistema de procesamiento de señales.

Un aspecto importante que se debe destacar es que el diseño de circuitos de procesamiento de señales, particularmente en aplicaciones que requieren alta velocidad y precisión, debe considerar una optimización integral entre el rendimiento, la fiabilidad y el costo. La capacidad de integrar tanto circuitos analógicos como digitales en una sola unidad no solo ofrece ventajas en términos de espacio y costo, sino que también permite mantener un nivel de rendimiento que sería difícil de alcanzar si se utilizaran tecnologías separadas.

¿Cómo mejorar la linealidad y eficiencia en amplificadores CMOS push-pull?

Cuando se reduce el voltaje de entrada $V_{IN}$ , el transistor M6 puede suministrar corriente de salida. Las características que se muestran en la Figura 5.5-6 para el seguidor de fuente push-pull pueden ilustrarse de manera similar en un amplificador inversor push-pull. La Figura 5.5-10 muestra las características de voltaje y corriente de salida para el amplificador inversor push-pull de la Figura 5.5-8 operando en los modos Clase B y Clase AB. Los transistores NMOS tienen un $W/L$ de 20 mm/1 mm, y los transistores PMOS un $W/L$ de 40 mm/1 mm, con una resistencia de carga de 1 kΩ. La mejora de la linealidad en la Clase AB frente a la Clase B es evidente. Es importante notar que la eficiencia de los amplificadores de Clase B y DD puede mejorar notablemente en el modo Clase AB.

En la Figura 5.5-9, se presenta la implementación práctica del amplificador push-pull en CMOS. El uso de transistores bipolares de unión (BJT) en el proceso CMOS estándar es una estrategia para reducir la resistencia de salida y disminuir el área de las etapas de salida. Por ejemplo, en un proceso de pozo P, un transistor NPN del sustrato está disponible (ver la Sección 2.5). Dado que el colector debe estar conectado a $V_{DD}$ , la configuración de seguidor push-pull es adecuada para el BJT del sustrato. La ventaja del BJT es que su resistencia de salida es aproximadamente $1/g_m$ , lo que para un BJT puede ser menor de 100 Ω. Sin embargo, uno de los inconvenientes del BJT es que las partes positiva y negativa de la curva de transferencia de voltaje no son simétricas, lo que causa distorsión significativa. Otro inconveniente es que, al aumentar la corriente de salida, se necesita más corriente de base, lo cual es difícil de proporcionar cuando la base se acerca a $V_{DD}$ .

Una técnica que ha demostrado ser muy útil para reducir la resistencia de salida en una etapa de salida CMOS y mantener sus otras propiedades deseables es el uso de retroalimentación shunt negativa. El amplificador inversor CMOS push-pull de la Figura 5.5-8 es atractivo desde varias perspectivas, pero su resistencia de salida puede ser un desafío. La Figura 5.5-11 muestra una configuración utilizando dos amplificadores de error diferenciales para muestrear la salida y la entrada, y aplicar retroalimentación shunt negativa a las puertas de los transistores MOS de fuente común. Estos amplificadores de error deben diseñarse para activar los transistores M1 o M2 para evitar distorsión en el cruce y, al mismo tiempo, maximizar la eficiencia. Si el amplificador push-pull tiene suficiente ganancia, los amplificadores de error pueden reemplazarse por una red resistiva de retroalimentación, como se muestra en la Figura 5.5-12. Los resistores podrían ser de polisilicio o transistores MOS debidamente polarizados.

En este caso, si los resistores fueran iguales, la resistencia de salida de la Figura 5.5-8 sería dividida aproximadamente por $g_{m1} R_L / 2$ . Esta implementación mejora la eficiencia al reducir la resistencia de salida sin sacrificar las propiedades clave de los amplificadores CMOS. Sin embargo, no hemos abordado cómo proteger al amplificador de salida de condiciones anormales, lo cual es un tema que queda fuera del alcance de esta sección y se tratará en capítulos posteriores dedicados a aplicaciones específicas.

Es crucial para los diseñadores de amplificadores CMOS entender los desafíos asociados a la resistencia de salida y cómo técnicas como la retroalimentación shunt negativa pueden ayudar a mitigar estos problemas. En la práctica, esto implica una consideración cuidadosa del diseño para equilibrar eficiencia, linealidad y complejidad en los sistemas de amplificación. Las soluciones propuestas muestran cómo la elección de los componentes y las técnicas de diseño pueden afectar significativamente el rendimiento global del amplificador.

¿Cómo diseñar un amplificador operacional de dos etapas con transistores CMOS?

El diseño de un amplificador operacional de dos etapas en tecnología CMOS requiere una comprensión profunda de las relaciones clave que gobiernan el comportamiento del circuito. Partiendo de la base de que los transistores operan en saturación, el rendimiento del amplificador depende de varias características esenciales, que deben ser cuidadosamente balanceadas para cumplir con los requisitos de ganancia, rango de voltaje de entrada común (ICMR), margen de fase, y consumo de potencia, entre otros. A continuación, se describen las principales relaciones y el procedimiento de diseño que guía el desarrollo de un amplificador operacional CMOS de dos etapas.

En primer lugar, es necesario resumir las relaciones fundamentales para el desempeño del amplificador, considerando los transistores como M1, M2, M3, M4, etc., y la parametrización de la corriente de cola (I5) y la transconductancia (gm) para las distintas etapas. La ecuación (6.3-1) proporciona el cálculo de la velocidad de subida (SR), un parámetro crucial para garantizar un adecuado tiempo de respuesta en el amplificador:

SR = \frac{Cc}{2 \cdot gm1}

Este parámetro determina la rapidez con la que el amplificador puede cambiar su salida en función de la señal de entrada, siendo crítico en aplicaciones de alta frecuencia o donde se requiere una rápida respuesta transitoria.

La ganancia de la primera etapa (Av1) y de la segunda etapa (Av2) se definen mediante las ecuaciones (6.3-2) y (6.3-3) respectivamente. Es importante que el diseño de la primera etapa asegure una ganancia adecuada para mantener el rendimiento en frecuencias más altas, mientras que la segunda etapa debe proporcionar suficiente ganancia y compensación de carga, como se expresa en las ecuaciones que relacionan los parámetros de transconductancia (gm) y la capacitancia de compensación (Cc).

Uno de los aspectos más importantes a tener en cuenta en el diseño es la elección de la longitud de los transistores. Este parámetro, denominado "longitud del canal", influye en la modulación de longitud de canal (λ), que afecta directamente a las características del amplificador, como la ganancia y la estabilidad del mismo. Para un diseño preciso y eficiente, se recomienda seleccionar una longitud de dispositivo que permita una modelización precisa del comportamiento de los transistores.

Un parámetro crítico es la capacitancia de compensación Cc, cuya correcta selección asegura que el margen de fase del amplificador se mantenga en un nivel adecuado. En la práctica, la compensación debe ser diseñada para que el polo de salida p2 esté ubicado a una frecuencia 2.2 veces superior al ancho de banda de ganancia (GB). Esto asegura que el amplificador mantenga un margen de fase de 60 grados, evitando oscilaciones y garantizando estabilidad.

Una vez definida la capacitancia de compensación, el siguiente paso en el diseño es determinar la corriente de cola I5, que debe cumplir con los requisitos de velocidad de subida. La corriente de cola se ajusta en función de la especificación de SR, utilizando la ecuación (6.3-11):

I5 = SR \cdot Cc

Esta corriente es fundamental, ya que influye directamente en el rendimiento de la amplificación y en la respuesta transitoria del amplificador. Si no se especifica la velocidad de subida, se puede estimar un valor aproximado que garantice un tiempo de establecimiento suficientemente rápido, asegurando que el amplificador sea capaz de seguir la señal de entrada.

El siguiente paso es determinar el ratio de aspecto (W/L) del transistor M3, que está relacionado con el rango de voltaje de entrada común positivo (ICMR). La ecuación (6.3-12) se utiliza para calcular este ratio, considerando la tensión de umbral (VT) y otros parámetros eléctricos. Es importante destacar que, si el valor de (W/L)3 es demasiado bajo, este debe ser incrementado para reducir la capacitancia de la puerta, lo que puede mejorar el margen de fase y la estabilidad general del amplificador.

El diseño de la transconductancia del transistor M1 también es esencial para definir la ganancia en la primera etapa. Usando la ecuación (6.3-13), podemos calcular la transconductancia gm1 en función del ancho de banda de ganancia y la capacitancia de compensación. Posteriormente, se puede obtener el ratio de aspecto (W/L)1 a partir de gm1 usando la ecuación (6.3-14).

Un aspecto importante que no debe pasarse por alto es el cálculo de la tensión de saturación de los transistores en el circuito. Por ejemplo, el transistor M5 debe operar dentro de su región de saturación para cumplir con los requisitos del rango de entrada común negativo (ICMR). Si el valor de la tensión de saturación (VDS5) es inferior a 100 mV, es posible que sea necesario ajustar las dimensiones del transistor o la corriente de cola (I5) para asegurar que el transistor funcione correctamente.

Una vez que se ha completado el diseño de la primera etapa, el siguiente paso es abordar el diseño de la etapa de salida. La transconductancia gm6 se determina en función de la carga capacitiva (CL) y la compensación del amplificador, con el objetivo de garantizar un margen de fase adecuado. La relación para gm6, que se calcula en función de la ganancia de la primera etapa, es clave para lograr una amplificación eficiente en la salida:

gm6 = 2.2 \cdot gm2 \cdot \left(\frac{CL}{Cc}\right)

El diseño de la etapa de salida también debe tener en cuenta la especificación de voltaje de salida máximo y el consumo de potencia. El diseño puede requerir iteraciones adicionales para asegurar que todos los parámetros cumplan con las especificaciones deseadas.

Además, el diseño final debe verificar el cumplimiento de los requisitos de ganancia total, como se muestra en la ecuación (6.3-22). Si la ganancia no es suficiente, se pueden ajustar las dimensiones de los transistores o las corrientes para optimizar la amplificación.

Por último, aunque no se ha considerado el ruido y la tasa de rechazo de la fuente de alimentación (PSRR) en este procedimiento de diseño preliminar, estos factores deben ser evaluados al final del proceso. El ruido referenciado a la entrada se origina principalmente en los transistores de entrada de la primera etapa y en la carga, y su mitigación se logra aumentando el área de los dispositivos, lo cual reduce el ruido térmico y el ruido de flicker (l/f). Para optimizar el rendimiento en este sentido, es posible que sea necesario ajustar las dimensiones de los transistores en etapas posteriores del diseño.

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