Transkonduktanssin epälineaarisuus on yksi keskeisimmistä rajoitteista analogisten vahvistimien suorituskyvylle erityisesti moderneissa pienikokoisissa CMOS-teknologioissa. Tyypillisesti transkonduktanssia kuvataan vinosti porttijännitteen funktiona, jolloin pienetkin muutokset sisääntulojännitteessä johtavat epälineaarisiin vasteisiin ja sitä kautta harmonisiin säröihin. Tämän ongelman ratkaisemiseksi hyödynnetään takaportin aktiivista injektointia, jonka toimintaperiaate perustuu etu- ja takaporttien gradienttien muokkaamiseen toisiaan kumoaviksi.

Transkonduktanssi voidaan ilmaista summana kahdesta komponentista: etuportin gm_F ja takaportin gm_B vaikutuksesta. Näiden suhteellista vaikutusta säädellään kerrointen γ ja AB avulla. Yhtälö (2.8) osoittaa, että kokonaistranskonduktanssi Gm on gm0(1 − ABγ)(1 − αVin²). Tämä osoittaa suoraan, että takaportin kautta johdetulla takaisinkytkennällä voidaan vaikuttaa suoraan transkonduktanssin epälineaarisuuteen. Vakiolla AB = AB₀ ja edellytyksellä β = 0 saadaan ehdoksi lineaarisuudelle AB₀ = 1/γ, mutta samalla transkonduktanssi häviää kokonaan, mikä tekee ratkaisusta käyttökelvottoman. Näin ollen tietty määrä epälineaarisuutta AB:n siirtofunktiossa on tarpeellinen, jotta piiri toimii ja transkonduktanssia säilyy.

Yhtälössä (2.10), kun β = α, ja oletetaan α ≪ 1, voidaan korkeammat epälineaarisuustermit jättää huomiotta. Tällöin saavutetaan optimaalinen lineaarisuus, kun AB₀ = 1/(2γ), jolloin Gm(Vin=0) on enää puolet alkuperäisestä — eli piiri toimii edelleen, mutta säröä on merkittävästi vähemmän. Tästä voidaan päätellä, että optimaalinen lineaarisuus saavutetaan säätämällä AB:n epälineaarisuutta tiettyyn määrään; mitä epälineaarisempi AB on, sitä vähemmän takaisinkytkentää tarvitaan ja sitä vähemmän Gm heikkenee.

Seuraavassa vaiheessa analyysi syvenee neliölakimallin avulla. Vaikka neliölaki pätee vain transistorin kyllästysalueella ja sen tarkkuus heikkenee syvissä submikroniteknologioissa, se tarjoaa kvantitatiivista näkemystä menetelmän tehokkuudesta. Lähtökohtana on transistori, jonka VGS-jännitettä modifioidaan takaporttijännitteellä VTHB, joka vaikuttaa kynnysjännitteen VTH0 arvoon: (VGS − VTH0 − VTHB)² ∝ ID.

Diferentiaaliparissa VTHB1 ja VTHB2 ero vaikuttaa suoraan tulodifferenssiin Vin, mikä ilmenee yhtälössä (2.13). Takaportin kynnysjännitteen erotus mallinnetaan takaportin jännite-erolla VBB: VTHB1 − VTHB2 = γ · VBB. Tämä VBB syntyy sisääntulojännitteestä Vin ja AB(Vin): VBB = Vin · AB(Vin). Tämä johtaa siihen, että tulodifferenssi pienenee kertoimella (1 − γAB), jolloin kyseessä on negatiivinen takaisinkytkentä.

Yhtälö (2.16) Vin(1 − γAB(Vin)) = √(2ID1/K) − √(2ID2/K) kuvaa, miten takaportin kautta tuotettu jännite vaikuttaa virran jakautumiseen differentiaaliparissa. Negatiivinen takaisinkytkentä parantaa piirin lineaarisuutta vähentämällä gm:n riippuvuutta Vin:stä.

Kun lasketaan ID:n Taylorin sarjakehitelmä (2.18), saadaan ilmi transkonduktanssin epälineaarisuuteen vaikuttavat korkeamman kertaluvun termit, jotka riippuvat AB:n derivaatasta pisteessä Vin = 0. Nämä termit riippuvat voimakkaasti sekä AB:n nollakohdan arvosta että sen ensimmäisestä ja toisesta derivaatasta. Nämä taas riippuvat käytetyn takaporttivahvistimen rakenteesta, erityisesti sen yliohjausjännitteestä V*amp ja kuormavastuksesta RL. Käyttämällä yksinkertaista differentiaaliparia gmR-topologialla saadaan eksplisiittiset muodot AB(0), AB′(0) ja AB′′(0), jotka voidaan sijoittaa suoraan ID:n sarjakehitelmään.

Lopulta saadaan Gmt, approksimoitu siirtokonduktanssi, joka voidaan erotella etuportin ja takaportin vaikutuksiksi: HFG ja HBG. Näiden erolla voidaan kuvata tarkasti siirtokonduktanssin kokonaiskäyttäytyminen ja säröt eri vin-alueilla. Erityisesti back-gate-injektion hyöty voidaan lokalisoida niihin korkeamman kertaluvun särökomponentteihin, joita ilman tätä rakennetta olisi vaikea kompensoida.

Tässä rakenteessa oleellista on se, että takaportti toimii adaptiivisena korjausmekanismina etuportin epälineaarisuudelle. Tämä mahdollistaa sen, että vaikka etuportti käyttäytyy epälineaarisesti, takaportin kautta johdettu takaisinkytkentä nollaa tämän epälineaarisuuden osittain tai kokonaan. Tämä rakenne mahdollistaa korkeampien harmonisten komponenttien tehokkaan vaimentamisen ilman, että koko transkonduktanssi romahtaa, kuten tapahtuisi perinteisessä lineaarisessa takaisinkytkennässä.

On tärkeää ymmärtää, että vaikka neliölakimalli on ihanteellinen ja sen tarkkuus rajoittuu teknologian geometriseen skaalaan, sen sovellus mahdollistaa analyysin, jossa tärkeimmät käyttäytymistä määrittävät parametrit — gm0, γ, AB0, Vin ja Vamp — saadaan eksplisiittisesti näkyville. Tämä puolestaan mahdollistaa analogipiirisuunnittelussa suunnittelijan tekemään informoituja kompromisseja tehokkuuden, lineaarisuuden ja kompleksisuuden välillä.

On myös huomionarvoista, että mitä korkeampi γ-kerroin, sitä herkemmin takaporttijännite vaikuttaa kynnysjännitteeseen ja sitä tehokkaampi takaisinkytkentä voidaan saavuttaa pienemmällä AB-vahvistuksella. Tämä antaa suunnittelijalle vapauden säätää takaporttivahvistimen geometriat ja käyttöjännitteet sopiviksi kulloinkin vaadittuun lineaarisuusluokkaan.

Miten saavutetaan korkein tiedonsiirtonopeus ja energiatehokkuus CMOS-pohjaisilla VCSEL-ajureilla SWDM-teknologialla?

Tässä esitetään korkean tiedonsiirtonopeuden saavuttaminen CMOS-tekniikkaan perustuvilla VCSEL-ajureilla, jotka toimivat virheettömästi (BER < 10^-12) ja samalla parantavat energiatehokkuutta yli 50 Gbit/s nopeuksilla lähes kaksinkertaiseksi. Tämän saavutuksen mahdollistaa korkean kaistanleveyden ja matalan impedanssin yhdistelmä yksinkertaisessa jännitetilassa toimivassa ajurissa, jossa tarkoituksellisesti vältetään tasauspiirien käyttö. Uudessa lähestymistavassa hyödynnetään lähdejollow-trankistoria, jonka takaportin säätömahdollisuus tarjoaa helpon hienosäädön, mikä edesauttaa tarkkaa ja luotettavaa toimintaa pienessä, vain 0,001 mm² aktiivipinta-alassa. Tämä tekee ajurista erityisen soveltuvan SWDM (Short Wavelength Division Multiplexing) -käyttöön, jossa samalle kuidulle lähetetään samanaikaisesti useita eri aallonpituuksilla kulkevia signaaleja.

SWDM-teknologiassa eri aallonpituuksilla lähetettävät signaalit eivät vaadi modulaatiomuodon muuttamista, kuten siirtymistä NRZ:stä PAM-4:ään, joten energiatehokkuus kärsii vähemmän, koska sekä tiedonsiirtonopeus että virrankulutus kasvavat signaalien määrän mukaisesti. Kokeellisessa asetelmassa yhdistettiin 850 nm:n aallonpituudella toimivan VCSEL-ajurin lähtö 880 nm:n aallonpituuden VCSEL-signaaliin värikuution avulla. Aggressor-VCSEL ajoi 56 Gbit/s nopeutta ja kuormitus oli 4,5 mA biasin kautta. Kuinka tätä tekniikkaa sovellettiin OM5-kuituun, jossa signaaleja erotettiin toisistaan toisella värikuutiolla SWDM-demuxina, havainnollistavat mittaustulokset: virheetön tiedonsiirto onnistui jopa 50 metrin etäisyydellä 0,4 pJ/bit energiatehokkuudella. Tämän ansiosta per kuitu saavutettiin ennustettu kokonaisnopeus 224 Gbit/s.

Ajurin energiatehokkuus on huomattava, sillä saavutetaan jopa 0,37 pJ/bit taso 30–60 Gbit/s alueella. Tämä ylittää aiempien toteutusten tehokkuuden selvästi lähes kaksinkertaisesti. Ajurin rakenne on yksinkertainen, koska se käyttää jännitetilaa ja hyödyntää NMOS-lähde-seuraajan back-gate-viritysmahdollisuutta hienosäätöön, mikä ei vaadi monimutkaisia tasaus- tai pulssimuotoilupiirejä. VCSEL:n biasointi tapahtuu jännitteellä, toisin kuin aiemmissa malleissa, joissa käytettiin virralähteitä, mikä tukee matalaa virrankulutusta ja korkeaa taajuuskaistaa.

Teknisen kehityksen näkökulmasta SWDM:n integroiminen tarjoaa merkittävän parannuksen tiedonsiirron kokonaissuorituskykyyn ilman merkittävää energiatehokkuuden heikkenemistä. Tämä on olennaista erityisesti datakeskusten ja nopeiden optisten yhteyksien kehityksessä, joissa tiedonsiirron nopeuden kasvu kohtaa jatkuvasti tiukentuvat energiarajoitteet.

On tärkeää ymmärtää, että tämänkaltaiset ajurit eivät ole vain laitteistototeutuksia, vaan ne sisältävät innovatiivisia piirisähköisiä ratkaisuja, joissa yhdistyvät transistorien back-gate-ohjaus, optoelektroniikka ja systeemitasoinen SWDM-tekniikka. Näiden kokonaisuuksien hallinta vaatii syvällistä tietoa sekä CMOS-prosessien ominaisuuksista että optisista järjestelmistä. Lisäksi virheenkorjausmenetelmät, kuten FEC, voivat pidentää tiedonsiirron etäisyyksiä yli 50 metrin rajapinnan, mutta ne lisäävät järjestelmän monimutkaisuutta ja viivettä. Näin ollen ajurin korkea perusenergiatehokkuus ja SWDM-multiplexaus mahdollistavat optimaalisen kompromissin suorituskyvyn ja tehonkulutuksen välillä.

Lisäksi lukijan on hyvä huomioida, että tämänkaltaisissa huipputeknologian ratkaisuissa signaalien integraatio, kuten SWDM, ja ajureiden virtatilan hallinta vaikuttavat suoraan järjestelmän skaalautuvuuteen ja kustannustehokkuuteen. Pienellä aktiivialueella saavutettu korkea suorituskyky edistää myös monikanavaisten ja tiheästi integroitujen järjestelmien rakentamista, jotka ovat oleellisia nykyaikaisen tietoliikenteen kasvavissa vaatimuksissa. Järjestelmän suunnittelussa tulee huomioida myös kuituteknologian valinta ja soveltuvuus erityisiin siirtoetäisyyksiin ja käyttöolosuhteisiin.

Miten bulk-ajo-ohjattu flash-AD-muunnin parantaa nopeutta ja tehoa?

Flash-analogiadigitaalimuuntimet (ADC) ovat tunnettuja nopeudestaan ja soveltuvuudestaan keskikokoisen resoluution ja korkean näytteenottotaajuuden sovelluksiin. Yleisesti ne käyttävät rinnakkaisia vertailuvahvistimia ja R-portaikkoa (resistoriportaikko) referenssijännitteiden luontiin, mutta perinteinen toteutus kärsii merkittävästä virrankulutuksesta ja referenssijännitteiden häiriöistä, erityisesti kun pyritään saavuttamaan erittäin korkeat näytteenottotaajuudet. Uusin kehitys bulk-ajo-ohjatun referenssijännitteen generointitekniikan hyödyntämisessä tuo ratkaisuja näihin haasteisiin.

Bulk-ajo-ohjattu referenssijännitteen generointi perustuu siihen, että vertailuvahvistinten esivahvistimien takaporttiin (back gate) syötetään referenssijännitteet perinteisen tavan sijaan, jossa referenssit annetaan suoraan vahvistimen sisäänmenoon. Tämä rakenne vähentää merkittävästi ns. kickback-ilmiötä, joka johtuu vertailuvahvistimien parasiittisista kapasitansseista (CGS ja CGD). Kickback aiheuttaa referenssijännitteiden heilahtelua, joka puolestaan vaatii perinteisessä rakenteessa hyvin matala-impedanssisen R-portaikon, mikä kasvattaa virrankulutusta ja lisää piirin monimutkaisuutta.

Uudella bulk-ohjauksella referenssivastusten arvot voivat olla 100-kertaisia suuremmat, mikä laskee huomattavasti virrankulutusta R-portaikossa. Tämä mahdollistaa tehokkaamman, vähemmän häiriöalttiin ja lineaarisemman ADC-rakenteen. Lisäksi vähäisen kickbackin ansiosta referenssien kalibrointi ja trimmaus voidaan toteuttaa helpommin ja luotettavammin, mikä parantaa muuntimen tarkkuutta ja pitkäaikaista vakautta.

Esimerkkinä toteutuksesta on 5-bittinen flash-ADC, joka on toteutettu 22 nm CMOS-prosessilla ja toimii jopa 18,5 giganäytteen sekunnissa (GS/s) yhdellä kanavalla. Tämä on yksi nopeimmista single-core 5-bittisistä flash-ADC-ratkaisuista, ja sen avulla voidaan saavuttaa jopa 74 GS/s käyttämällä vain nelikanavaista aikainterleaving-rakennetta. Tämä vähentää merkittävästi kalibroinnin ja suunnittelun monimutkaisuutta sekä parantaa käyttötaajuutta verrattuna perinteisiin 32-kanavaisiin TI-ratkaisuihin, joilla on muun muassa suuremmat sisääntulokapasitanssit ja korkeammat kelloviiveet.

Rakenteen ydin on flash-vertailijataulukko, jossa kullakin vertailijalla on esivahvistin, jonka back gate on liitetty R-portaikon eri tasoihin. R-portaikko käyttää ulkoista 3 V jännitettä ja kuluttaa vain 450 µW tehoa. Flash-vertailijoiden kellonvaiheen generointi vaatii duty cycle -korjauksia ja kellon vahvistusta, jotta ne pystyvät ajamaan vertailijataulukkoa oikea-aikaisesti ilman signaalin vääristymiä. Loppuun sisältyy myös termometri-koodin dekoodaus Wallace-puun enkooderilla, joka mahdollistaa signaalin muuntamisen binäärikoodiksi halutulla datanopeudella.

Vertailuvahvistimena käytetään yksinkertaistettua differenssi-vahvistinta (DDA), jossa on vain yksi differentiaalipari, mikä puolittaa perinteisen vertailijan virrankulutuksen. Tämä parannus on mahdollista, koska bulk-ohjauksen ansiosta vertailijoiden referenssitasot ovat vakaita ja vähäisen häiriön alaisia. Tällainen rakenne mahdollistaa erittäin nopean ja energiatehokkaan ADC:n, joka soveltuu nykyaikaisiin korkean nopeuden datansiirtosovelluksiin, kuten tietoliikenteeseen ja langattomiin järjestelmiin.

On tärkeää ymmärtää, että bulk-ajo-ohjauksen kaltaiset edistysaskeleet eivät ainoastaan paranna yksittäisen ADC:n suorituskykyä, vaan ne myös mahdollistavat paremman integroinnin laajemmissa monikanavaisissa järjestelmissä, joissa perinteiset aikainterleaving-rakenteet kohtaavat teknisiä ja sähköisiä rajoitteita. Samalla ne avaavat tien entistä energiatehokkaampiin, korkeataajuisempiin mittaus- ja signaalinkäsittelyratkaisuihin.

Kuinka takaportti-ilmiö, kasatun rakenteen suunnittelu ja substraattikapasitanssi vaikuttavat CMOS FDSOI -RF-kytkimen suorituskykyyn?

Takaportti-ilmiö tarjoaa keinon vähentää kytkimen päällekytkentävastusta ja parantaa sen vaihtojännitteenkestoa. Ilmiön hyödyntäminen edellyttää, että käytettävän BOX-kerroksen paksuus on hyvin ohut – alle 10 nm – jotta kehon vaikutuskerroin (body factor) pysyy riittävän pienenä. Käytännössä optimaalinen paksuus sijoittuu 5–20 nm välille, mikä vastaa suunnilleen porttieristeen paksuutta. Tällöin takaportti-ilmiö voi merkittävästi parantaa RF-suorituskykyä. Ongelmana on, että tämä lähestymistapa on ristiriidassa sen kanssa, että paksua BOX-kerrosta haluttaisiin käyttää pienentämään pois kytketyn tilan kapasitanssia (Cds), sillä BOXin suhteellinen permittiivisyys on vain kolmasosa piin vastaavasta (4,1 vs. 11,9).

RF-kytkimissä, jotka on toteutettu CMOS FDSOI -prosessissa, käytetään tyypillisesti kasattuja transistoreita suurjännitevaatimusten täyttämiseksi. Kasatun rakenteen transistorien lukumäärä N on suoraan verrannollinen maksimaaliseen RF-jännitteenkestoon (VRF,max). Yhtälöt osoittavat, että kokonaisvastus Ron kasvaa lineaarisesti transistorien määrän mukaan, kun taas pois kytketyn tilan kokonaiskapasitanssi Coff jakautuu transistorien määrällä. Ensimmäisessä approksimaatiossa Ron·Coff -suhde pysyy muuttumattomana riippumatta transistorin leveydestä tai kasan koosta. Käytännössä johdotus, kotelointi ja piirilevyn parasitit kuitenkin vaikuttavat tähän suhteeseen, erityisesti korkeajännitteisissä toteutuksissa.

Kasatun kytkimen suunnittelussa on keskeistä huolehtia RF-jännitteen jakautumisen tasaisuudesta, katkaisutaajuudesta ja kytkentänopeudesta. Näihin voidaan vaikuttaa valitsemalla sopiva esijänniteverkko. Kaksi yleisesti käytettyä topologiaa ovat tähtimäinen ja sarjallinen esijänniteverkko. Tähtimäisessä topologiassa kukin transistori yhdistetään yhteiseen esijännitelähteeseen porttivastuksen kautta, kun taas sarjatopologiassa vastukset yhdistävät portti-portti-, lähde-lähde- ja runko-runko -liitännät.

Kytkentäaika määräytyy transistoreiden porttikapasitanssin ja esijännitevastusten aikavakioiden perusteella. Shunttikytkimessä aikavakio määräytyy portti- ja lähdevastusten sekä Cgs- ja Cgd-kapasitanssien summasta, kun taas sarjakytkennässä aikavakio sisältää kompleksisemman riippuvuuden transistorien lukumäärästä. Vaikka porttikapasitanssit määräytyvät transistorin leveyden kautta, kytkentäajan parantamiseksi voidaan va

Miten superhydrofobiset ja omnifobiset pinnoitteet toimivat ja miksi ne ovat tärkeitä puhdistusteknologioissa?
Miten piirtämistä voi kehittää ja monipuolistaa – vinkkejä ja tekniikoita
Miksi tekoälyn vapaus valita toimintatavat on vaarallista?
Miten keho ja mieli kytkeytyvät hengityksen, havainnoinnin ja myötätunnon kautta?
Miksi koukun koko on tärkeä valinnassa ja kuinka valita oikea lanka?
Miten radioaktiivisuus, lääketiede ja kemia mullistivat maailmaa: Curiet, Alice Ball ja Dorothy Hodgkin
Miten harvinaiset eläimet voivat muuttaa historiaa ja kulttuuria?
Miten parantaa ruokavalion ja elämäntapojen vaikutusta kehon koostumukseen?
Miten valmistaa korvakorut langasta – perusteet ja tekniikat