Nykyaikaisissa 22 nm FDSOI CMOS -teknologioissa aktiivisen body-bias (Ab) -takaisinkytkennän hyödyntäminen tarjoaa tehokkaan keinon parantaa invertteri-pohjaisen operaatiovahvistimen (OTA) vahvistusta ja laajentaa sen taajuusvastetta. Pienjännitemallissa otetaan huomioon nWell-kapasitanssi (CnW), mikä johtaa siirtofunktion nollaan (fz) sekä kahteen reaaliseen napaan (fp1, fp2). Tämä rakenne mahdollistaa vahvistuksen nostamisen negatiivisen takaisinkytkennän avulla ilman merkittävää tehonkulutuksen kasvua.

Valmistettu pseudo-differentiaali OTA-prototyyppi demonstroi tämän konseptin tehokkuuden. Piiri on integroitu 22 nm FDSOI-prosessiin, ja OTA-ydin vie vain 30 μm × 30 μm tilaa. Mittaustulokset osoittavat, että takaisinkytkentätoiminnon avulla avoimen silmukan vahvistus nousee 24 dB:stä jopa 42 dB:iin, ja yksikkovahvistuksen taajuus yltää 28 GHz:iin 120 fF kuormituksella. Yksivaiheinen OTA toimii 1 V jännitteellä kuluttaen vain 3,8 mW tehoa, mikä korostaa energiatehokkuutta.

Vahvistuksen herkkyys tulo- ja lähtöcommon-mode -jännitteille on vähäistä, mikä takaa vakaan suorituskyvyn muutoksista huolimatta. Lisäksi toistettavuus eri näytteillä on erinomainen, sillä vahvistuserot viidellä mitatulla piirillä pysyvät alle 1 dB. Syöttöjännitteen vaihtelu välillä 0,9–1,1 V ei merkittävästi vaikuta vahvistukseen, ja lämpötilan muutokset 20–70 °C aiheuttavat vain noin 5,5 dB vaihtelun, minkä ohessa tehonkulutus kasvaa maltillisesti noin 10 %.

Yksikkovahvistin osoittaa erinomaisen spektrisuorituskyvyn; esimerkiksi 212 MHz siniaalto sisääntulossa −0,3 dBm tasolla saavuttaa noin 50 dBc lineaarisuuden rajoittuneena kolmannen asteen säröön (HD3). Mittaukset kattavat myös eri taajuudet ja olosuhteet, joissa säilyy korkea SFDR-arvo (spurious-free dynamic range), korostaen OTA:n soveltuvuutta vaativiin analogisiin sovelluksiin.

Tämä topologia mahdollistaa yksinkertaisemman ja kompaktimman rakenteen ilman perinteisiä kompensaatiopolkuja, kuten Miller- tai feedforward-kompensaatiota, jotka ovat tyypillisiä monivaiheisissa OTA-suunnitteluissa. Tekniikka soveltuu myös muille OTA-arkkitehtuureille, esimerkiksi differentiaalisille CML-vahvistimille, mikä laajentaa sen käyttömahdollisuuksia laajasti.

Aktiivinen body-bias -menetelmä hyödyntää FDSOI-teknologian ainutlaatuista rakennetta, jossa rungon jännitteellä voidaan säätää vahvistimia ilman lisätehonkulutusta. Tämä mahdollistaa korkean vahvistuksen ja suuren kaistanleveyden yhdistämisen energiatehokkaasti, mikä on olennaista sekä langallisissa että langattomissa suodattimissa ja analogisissa etupäissä.

Lukijan tulee ymmärtää, että OTA:n suorituskyvyn parantaminen aktiivisella body-bias -takaisinkytkennällä ei ainoastaan lisää vahvistusta, vaan myös parantaa taajuusvastetta, vakautta ja spektrin puhtautta. Lisäksi tämä ratkaisu on skaalautuva eri lämpötila- ja jännitealueille, mikä tekee siitä käytännöllisen monissa sovelluksissa. On tärkeää huomioida, että teknologia nojaa FDSOI:n mahdollistamiin materiaalirakenteisiin ja että sen hyödyntäminen vaatii huolellista piirikaaviota ja parametrien optimointia.

Kuinka taustaportin jännite vaikuttaa FDSOI VCO:n, tuplan ja vahvistimen suorituskykyyn?

Cross-kytketyn negatiivisen resistanssin generaattorin toiminta eri jännitetasoilla osoittaa, että VCO:n vaihehäiriö paranee, kun taustaportti on eteenpäin kytketty, mikä lisää virrantiheyttä generaattorissa ja siirtää varauksen painopistettä pois yläportin ja kanavan rajapinnasta. Tämä parantaa signaalin laatua ja stabiilisuutta erityisesti PLL-sovelluksissa. Mittaukset osoittavat, että säätöalue top-portin jännitteellä voidaan siirtää ja keskittää halutulle tasolle taustaportin ohjauksella, mikä tekee tästä ratkaisusta joustavan ja helposti integroitavan vaihesulkuun.

160 GHz:n tuplauspiiri, joka hyödyntää 22 nm FDSOI-tekniikkaa, hyötyy merkittävästi taustaportin jännitteiden optimoinnista. Alaparametrien kuten Vbn,bot säädöllä saavutetaan luokka-AB:n optimikytkentä maksimaalisen lähtötehon ja tehokkuuden saavuttamiseksi toisen harmonisen kohdalla. Yläportin Vbn,top puolestaan asetetaan lineaarisen vahvistuksen maksimoimiseksi. Tämä kaksoiskaltevuuden ilmiö, jossa top-portin taajuuden säätökerroin on noin 4 GHz/V ja taustaportin säädön kerroin negatiivinen ja noin kymmenen kertaa pienempi, mahdollistaa erittäin vakaan ja matalahäiriöisen PLL-suunnittelun tilanteissa, joissa lähtö- ja referenssitaajuudet eroavat huomattavasti.

MOSFET:n cascode-vahvistimissa epälineaarisuudet aiheutuvat pääasiassa MOSFET:ien Cgs:n ja gm:n epälineaarisista jännite-riippuvuuksista, jotka voidaan minimoida virrantiheyttä nostamalla noin 0,3–0,5 mA/μm tasolle. Lisäksi VDS:n vaikutus pienissä signaaleissa riippuvien parametrien kuten gm, go, Cdb ja Cgd epälineaarisuuteen voidaan vähentää asettamalla VDS syvään saturaatioon, kauas triodi- ja hajoamisalueista. Perinteisessä telescopic cascode -rakenteessa molempien transistorien VDS-arvot asetetaan usein VDD/2 tasolle, mutta vaihtoehtoinen jakotapa, jossa toisen transistorin VDS on 0,6 VDD ja toisen 0,4 VDD, voi kasvattaa lineaarista lähtöjännitekierrosta. Tällöin bias-virrantiheyden pitäminen samana vaatii, että taustaporttijännitteet säädetään tarkasti suhteessa toisiinsa.

FDSOI-teknologiassa on mahdollista muuttaa vahvistimen vahvistusta taustaporttijännitteillä vaikuttamatta kuormitukseen signaalipolulla, mikä on etu verrattuna perinteisiin FinFET- ja planar bulk MOSFET -cascodeihin, joissa virrantiheys ja VGS ovat toisiinsa sidoksissa kynnysjännitteen kiinteyden takia. Tämä antaa suunnittelijalle enemmän joustavuutta optimoida vahvistimen suorituskykyä ilman negatiivisia vaikutuksia.

Esimerkki 28 GHz:n yksivaiheisen cascode LNA:n suunnittelusta osoittaa, kuinka biasointi ja komponenttien kokoaminen voidaan tehdä algoritmisesti hyödyntämällä FDSOI:n erityispiirteitä. Virransyöttö asetetaan niin, että VDS = VGS = VDD/2, mikä maksimoi lineaarisen lähtöjänniteswingin. Samalla käytetään n-MOSFET:iä, joissa on kaksoisporttikontakti ja tiheä porttikuviointi, maksimoiden fT ja fMAX, sekä minimoiden NFmin. Komponenttien induktanssit ja mosfettien lukumäärä säädetään vaiheittain tavoitteena sopiva sisääntulovastus ja häiriöluku, jonka lopputuloksena saadaan tasapainotettu vahvistin, joka toimii optimaalisesti 28 GHz:n taajuudella.

Tärkeää on ymmärtää, että taustaporttijännitteiden hallinta tarjoaa ainutlaatuisen keinon hienosäätää sekä VCO:n että vahvistimien toimintoja ilman perinteisiä kompromisseja virran ja jännitteen välillä. Tämä mahdollistaa erittäin lineaariset, matalahäiriöiset ja laajasti säädettävät signaalilähteet ja vahvistimet millimetriaallon alueella. Lisäksi taustaportin käyttö tarjoaa joustavan mekanismin eri käyttötilojen ja -ympäristöjen vaatimuksiin sopeutumiseen, mikä on olennaista nykyaikaisten korkean taajuuden langattomien ja mittausjärjestelmien kehityksessä.

Kuinka kehon kytkentäjännite vaikuttaa näytteenottopiirien lineaarisuuteen ja kaistanleveyteen?

Näytteenottopiirien siirtofunktion dynamiikkaa hallitsevat pääasiassa transistorien transkonduktanssi (gM) sekä kytkimen ON-vastus (rON), jotka ovat riippuvaisia kehon kytkentäjännitteestä (VBB). Siirtofunktion päävika eli pole voidaan siirtää muuttamalla VBB:tä eteenpäin kytketyllä jännitteellä, mikä tarjoaa mahdollisuuden parantaa signaali-kohinasuhdetta (SNR) erityisesti korkeilla taajuuksilla. Tätä ilmiötä hyödynnetään lisäämällä BE-vahvistin, joka rajoittaa kaistanleveyttä, mutta samalla vähentää kokonaisvirrankulutusta pienentämällä sen transkonduktanssia.

Näytteenottopiirin pienen signaalin malli sisältää rinnakkaiset kapasitanssit ja vastukset, joihin kuuluu muun muassa mittauslaitteen päätteen impedanssi, mikä tekee laskennasta realistisempaa. Kaistanleveyden säätöalue voi ylittää 10 % pelkällä kehon kytkentäjännitteen muuttamisella välillä 0 V ja −0,3 V. Tämä vahvistin mitattiin vektoriverkkospektrometrillä (VNA), ja mitattu taajuusvaste vastasi hyvin laskennallisia ennusteita, vaikka piirilevyn sarjavastukset ja parasiittikapasitanssit rajoittavat kaistanleveyttä noin 10,8 GHz:iin ilman kytkentäjännitettä.

Laajasignaalianalyysi keskittyy kolmannen asteen harmonisiin, koska differentiaalipiirissä parilliset harmoniset poistuvat. Epälineaarisuuden lähteitä ovat FE-vahvistin, näytteenotto- ja pito-osa (T&H), sekä BE-vahvistin. T&H-epälineaarisuus voidaan edelleen jakaa kytkimen rON:n vaihtelusta johtuvaan, varauksen injektoinnista aiheutuvaan sekä ajoituksen epälineaarisuuteen. rON-epälineaarisuus aiheuttaa tulojännitteen taajuudesta riippuvan viiveen, mikä vaikuttaa signaalin laadun säilymiseen korkeilla taajuuksilla. Mallinnus osoittaa, että rON-epälineaarisuus rajoittaa eniten kokonaissignaalin harmonista säröä (SFDR), joka pysyy kuitenkin yli 67 dBc:ssä aina 6 GHz asti.

Varauksen injektoinnista johtuva vääristymä on suhteellisen pieni verrattuna muihin epälineaarisuuden lähteisiin. Tämä johtuu suuresta näytteenottokapasitanssista ja pienestä signaalin amplitudista, jolloin varauksen siirtyminen OFF-tilassa aiheuttaa vain vähän häiriötä. Ajoituksen epälineaarisuus ilmenee kytkimen katkaisupisteen viiveenä, joka korostuu korkeilla taajuuksilla ja nopeissa muutoksissa. Kokonaisuudessaan kaikki epälineaarisuuden lähteet huomioon ottaen SFDR pysyy yli 64 dBc koko Nyquist-kaistalla.

Kehon kytkentäjännitteen eteenpäin suuntautuva säätö mahdollistaa paitsi kaistanleveyden kasvattamisen, myös epälineaarisuuden vähentämisen. Käytännössä noin −0,3 V:n kytkentäjännitteen käyttö parantaa rON-epälineaarisuutta jopa 9 dB ja simuloinnit tukevat tätä havaintoa. FE- ja BE-vahvistimien lisääminen ei merkittävästi rajoita tätä hyötyä, vaikka BE-vahvistin omalta osaltaan asettaa lineaarisuuden kattoon noin 66 dBc:ssä 6 GHz:n taajuudella. Liiallinen eteenpäin kytkentäjännite, alle −1,5 V, aiheuttaa OFF-resistanssin laskua, mikä puolestaan heikentää lineaarisuutta.

Mittaukset vahvistimella osoittavat saman ilmiön: lineaarisuus paranee kytkentäjännitteen ollessa hieman negatiivinen, mutta laskee voimakkaasti alle −1 V:n. SNR:n parannus on myös huomattava, mikä korostaa kehon kytkentäjännitteen säätämisen merkitystä korkean suorituskyvyn näytteenottopiirien suunnittelussa.

On tärkeää ymmärtää, että kehon kytkentäjännitteen optimointi ei vaikuta pelkästään yksittäiseen parametriin, vaan kyseessä on monimutkainen vaikutussuhde, jossa signaalin kaistanleveys, lineaarisuus ja kohinasuhde ovat sidoksissa toisiinsa. Lisäksi piirin layoutin parasiittiset elementit ja sarjavastukset vaikuttavat merkittävästi lopulliseen suorituskykyyn. Kokonaisvaltainen lähestymistapa, jossa simulointi ja mitoitus tehdään huolellisesti teknologian rajoitukset huomioiden, on välttämätöntä saavuttaa optimaalinen tasapaino kaistanleveyden ja lineaarisuuden välillä.

Mikä vaikutti Mochica-kulttuurin romahtamiseen?
Miten erityisasiamiesten rooli määritellään Yhdysvaltain oikeusjärjestelmässä ja mitä se tarkoittaa kansalaisille?
Glukosamiinin ja kollageenin rooli nivelrikon hoidossa: Tehokkuus ja uudet lähestymistavat
Miten valita ja hoitaa neljä vuodenaikaa kestäviä puita puutarhassa?