Jak określić wzmocnienie, rezystancje i moc w tranzystorowych wzmacniaczach małosygnałowych?

Analiza wzmacniaczy tranzystorowych w małosygnałowym zakresie opiera się na precyzyjnym określeniu kilku kluczowych parametrów, takich jak wzmocnienie napięciowe, rezystancja wejściowa i wyjściowa oraz moc rozpraszana w elementach układu. Najczęściej rozważane są tranzystory bipolarne (BJT) w różnych konfiguracjach, w tym układy Darlingtona, a także obwody dwustopniowe czy zasilane napięciem stałym o określonych parametrach.

Podstawą analizy jest wyznaczenie punktu pracy (Q-point), który determinuje prąd kolektora oraz napięcia spoczynkowe na elementach. Znając β (wzmocnienie prądowe tranzystora), napięcie złącza baza-emiter w stanie przewodzenia (około 0,7 V), oraz parametry rezystorów, można obliczyć prąd kolektora każdego tranzystora. Z punktu widzenia małosygnałowej analizy, prąd spoczynkowy definiuje liniowość i zakres dynamiki wzmacniacza.

Wzmocnienie napięciowe Av = vo/vs jest określane na podstawie proporcji zmian napięcia wyjściowego do napięcia sygnału wejściowego w zakresie małych sygnałów. Warto zwrócić uwagę, że wzmocnienie zależy nie tylko od właściwości tranzystora, ale także od elementów rezystancyjnych w układzie, takich jak rezystory obciążenia czy rezystory emiterowe, które wpływają na lokalne sprzężenie zwrotne i stabilizację pracy.

Rezystancje wejściowa (Ris lub Rib) i wyjściowa (Ro) pełnią kluczową rolę w dopasowaniu układu do źródła sygnału oraz obciążenia. Rezystancja wejściowa jest miarą tego, jak bardzo obciążony jest sygnał wejściowy, a niska rezystancja wyjściowa jest pożądana dla efektywnego przesyłu sygnału do dalszych stopni układu lub obciążenia. W układach z tranzystorami bipolarnymi rezystancja wejściowa jest zwykle zależna od β i elementów wejściowych, natomiast rezystancja wyjściowa związana jest z napięciową charakterystyką wyjścia tranzystora, między innymi z parametrem wczesności (Early voltage, VA).

Istotnym aspektem jest określenie maksymalnego nieodkształconego wychylenia sygnału wyjściowego. W praktyce oznacza to zakres napięć, w którym wzmacniacz pracuje liniowo, bez przesterowania i zniekształceń. Warunki te są wyznaczane przez ograniczenia prądowe i napięciowe na tranzystorach i elementach pasywnych oraz przez wymagania dotyczące minimalnego prądu kolektora i zakresu napięcia kolektor-emiter.

Moc rozpraszana w tranzystorze i rezystorach układu jest kolejnym ważnym parametrem, zwłaszcza w kontekście niezawodności i trwałości wzmacniacza. Wyliczenie średniej mocy dla sygnału stałego (vs = 0) oraz dla sygnału zmiennego (np. vs = 100 mV sinωt) pozwala określić, czy elementy są odpowiednio dobrane pod kątem termicznym i czy układ może pracować bez uszkodzeń.

Współczesne podejście do projektowania wzmacniaczy wymaga weryfikacji parametrów nie tylko analitycznie, ale i poprzez symulacje komputerowe, co pozwala uwzględnić zjawiska nieliniowe i parametry rzeczywiste, takie jak napięcia Early, pojemności pasożytnicze czy efekt Millera.

Dla projektanta wzmacniacza ważne jest, aby dobrze rozumieć nie tylko parametry statyczne, ale także częstotliwościową charakterystykę układu. Wzmacniacze działają w szerokim zakresie częstotliwości, a ich wzmocnienie ulega ograniczeniom zarówno przy niskich częstotliwościach (z powodu pojemności sprzęgających i odsprzęgających), jak i przy wysokich (ze względu na pojemności wewnętrzne tranzystorów oraz wpływ efektu Millera). Analiza odpowiedzi częstotliwościowej jest kluczowa dla zapewnienia stabilnej i przewidywalnej pracy wzmacniacza.

W praktyce, oprócz klasycznych parametrów takich jak wzmocnienie czy rezystancje, warto zwrócić uwagę na aspekty termiczne, dynamikę napięć i prądów, a także na wpływ elementów pasożytniczych. Projektując układ wzmacniacza, należy zadbać o prawidłowe ustalenie punktów pracy, a także o zachowanie warunków liniowości oraz minimalizację zniekształceń i strat mocy.

Jak obliczyć ripple voltage w obwodach prostowniczych z filtrem RC?

Dodanie kondensatora równolegle do opornika obciążeniowego prostownika półfalowego tworzy prosty obwód filtrujący, który pozwala na konwersję sinusoidalnego napięcia wyjściowego na napięcie stałe. W tym przypadku kondensator ma za zadanie wygładzać zmiany napięcia, eliminując część zmienności sygnału wejściowego. Zjawisko to jest szczególnie istotne w przypadku prostowników, gdzie wymagane jest zmniejszenie tzw. ripple voltage – napięcia zmieniającego się w czasie, które może wprowadzać zakłócenia w zasilanych układach.

Załóżmy, że mamy układ prostownika półfalowego, do którego dołączony jest kondensator. W pierwszej fazie, kiedy sygnał osiąga swoją wartość maksymalną, napięcie na kondensatorze szybko rośnie. Następnie, po osiągnięciu szczytu, napięcie wejściowe zaczyna maleć, co powoduje, że kondensator zaczyna się rozładowywać. W tym przypadku jedyną ścieżką rozładowania kondensatora jest rezystor obciążeniowy. Czas, w którym kondensator się rozładowuje, zależy od stałej czasowej obwodu RC. Im większa stała czasowa, tym wolniej kondensator się rozładowuje, co pozwala na utrzymanie wyjściowego napięcia na bardziej stabilnym poziomie.

Jeśli założy się, że oporność diody (r_f) jest równa zeru, napięcie na kondensatorze będzie podążać za napięciem sygnału wejściowego do momentu, gdy to ostatnie zacznie maleć. Gdy napięcie wejściowe zaczyna spadać, kondensator zaczyna oddawać zgromadzoną energię przez rezystor obciążeniowy, co skutkuje stopniowym zmniejszaniem się napięcia na wyjściu. Jednakże, jeżeli stała czasowa obwodu jest wystarczająco duża, proces ten może przebiegać bardzo powoli, co prowadzi do minimalizacji zmiany napięcia wyjściowego.

Podczas tego procesu dioda przestaje przewodzić w momencie, gdy napięcie wejściowe spada poniżej wartości zgromadzonej na kondensatorze. Zjawisko to jest bardziej złożone, niż to się wydaje na pierwszy rzut oka, ponieważ rzeczywiste zachowanie obwodu różni się od prostych założeń. Przy założeniu idealnych warunków (np. zerowa rezystancja diody), napięcie na kondensatorze powinno opadać eksponencjalnie w zależności od czasu. W rzeczywistości jednak proces ten jest bardziej skomplikowany, ponieważ napięcie na kondensatorze nie spada natychmiast po osiągnięciu szczytu napięcia wejściowego. Faktyczne zachowanie obwodu wymaga bardziej precyzyjnego modelu matematycznego, który uwzględnia te subtelności.

Podczas kolejnego cyklu dodatniego napięcia wejściowego, kiedy sygnał staje się wyższy niż napięcie na kondensatorze, dioda zaczyna przewodzić ponownie. W ten sposób kondensator ładuje się do wartości szczytowej, co prowadzi do ukształtowania stabilnego napięcia wyjściowego. Mimo że kondensator skutecznie wygładza większość fluktuacji napięcia, pewna część zmienności pozostaje, co jest nazywane ripple voltage. Ripple voltage jest szczególnie istotnym parametrem przy projektowaniu układów, które muszą działać w sposób stabilny, bez zakłóceń.

Ripple voltage można wyrazić równaniem, które uwzględnia zmiany napięcia wejściowego oraz stałą czasową obwodu RC. Wygląda ono następująco:

gdzie $V_M$ to wartość szczytowa napięcia wejściowego, a $T'$ to czas rozładowania kondensatora. W przypadku prostownika pełnofalowego, czas $T_p$ między szczytami napięcia wejściowego jest związany z częstotliwością sygnału wejściowego $f$. W zależności od tego, czy mamy do czynienia z prostownikiem półfalowym, czy pełnofalowym, ripple voltage może się różnić, przy czym prostownik pełnofalowy daje mniejsze zmiany napięcia wyjściowego niż półfalowy.

Aby ograniczyć ripple voltage do akceptowalnego poziomu, konieczne jest dobranie odpowiedniej pojemności kondensatora, która będzie w stanie wygładzić zmiany napięcia na wyjściu. Zwiększenie pojemności kondensatora pozwala na zmniejszenie ripple voltage, jednak wiąże się to z koniecznością zastosowania większych elementów. Wartość pojemności kondensatora można obliczyć, uwzględniając wymagania dotyczące ripple voltage oraz charakterystykę obwodu.

Obliczenia te mają kluczowe znaczenie dla projektowania układów zasilających, w których stabilność napięcia jest krytyczna, np. w zasilaczach do układów cyfrowych lub audio. W takich aplikacjach, gdzie jakość napięcia zasilającego ma wpływ na działanie urządzenia, odpowiedni dobór kondensatora oraz analiza ripple voltage mogą zdecydować o prawidłowej pracy całego systemu.

Warto również zwrócić uwagę, że w przypadku zastosowania prostownika pełnofalowego ripple voltage jest o połowę mniejsze niż w prostowniku półfalowym, co czyni pełnofalowy układ bardziej efektywnym w wygładzaniu napięcia. W kontekście projektowania układów elektronicznych, takie różnice mogą mieć istotny wpływ na efektywność filtracji oraz na ostateczną jakość zasilania.

Jak zaprojektować regulator napięcia z diodą Zenera do zasilania radia samochodowego?

W tym przykładzie zaprojektujemy regulator napięcia, który będzie zasilał radio samochodowe o napięciu wyjściowym 9 V z akumulatora samochodowego. Napięcie akumulatora może zmieniać się w zakresie od 11 do 13,6 V, a prąd, jaki będzie pobierane przez radio, waha się od 0 A (gdy radio jest wyłączone) do 100 mA (przy maksymalnej głośności). Aby stworzyć odpowiedni układ, wykorzystamy diodę Zenera.

Projektowanie obwodu z diodą Zenera

Aby zaprojektować taki regulator napięcia, musimy obliczyć maksymalny prąd, który będzie płynął przez diodę Zenera. Można to obliczyć przy użyciu wzoru z równania (2.30):

Po obliczeniu maksymalnego prądu, możemy znaleźć maksymalną moc, która będzie rozpraszała się w diodzie Zenera. Jest to:

Teraz, aby ograniczyć prąd w obwodzie, musimy obliczyć wartość rezystora ograniczającego prąd $R_i$, korzystając ze wzoru (2.28b):

Maksymalna moc, którą będzie rozpraszał ten rezystor, oblicza się jako:

Obliczanie minimalnego prądu diody Zenera

Minimalny prąd diody Zenera będzie wynosił:

Z tego wynika, że minimalny prąd diody Zenera jest około 10% maksymalnego prądu. Takie parametry oznaczają, że dioda Zenera powinna mieć minimalną moc wynoszącą 2.7 W, a rezystor ograniczający prąd – 1.4 W.

Zrozumienie układu

Warto również zwrócić uwagę na fakt, że w projektowanym układzie zmienne napięcie wejściowe (w tym przypadku napięcie akumulatora samochodowego) wpływa na działanie diody Zenera. Może to skutkować zmianą napięcia wyjściowego, zwłaszcza gdy napięcie wejściowe zmienia się w szerokim zakresie.

Regulacja źródła: Określa, jak bardzo zmienia się napięcie wyjściowe w zależności od wahań napięcia źródłowego. W idealnym przypadku regulator napięcia nie reagowałby na zmiany napięcia wejściowego, ale w rzeczywistości zjawisko to jest obecne w każdej konstrukcji.

Regulacja obciążenia: Określa, jak bardzo zmienia się napięcie wyjściowe w zależności od zmian prądu pobieranego przez obciążenie. Regulator o idealnej charakterystyce miałby zerową regulację obciążenia, co oznaczałoby, że napięcie wyjściowe nie zmienia się wcale przy zmianie obciążenia.

Aby zrozumieć wpływ rezystora Zenera i jego oporu wewnętrznego na działanie regulatora, należy pamiętać, że rzeczywiste diody Zenera mają pewną rezystancję, co skutkuje niewielkimi fluktuacjami napięcia wyjściowego, zarówno w zależności od napięcia źródłowego, jak i od zmian obciążenia.

Analiza układu i parametry

W praktyce, dla wartości napięcia wejściowego w przedziale 11-13,6 V oraz zmieniającego się obciążenia, można spodziewać się, że napięcie wyjściowe zmienia się od 9.231 V (przy minimalnym napięciu wejściowym i zerowym obciążeniu) do 9.532 V (przy maksymalnym napięciu wejściowym i zerowym obciążeniu).

Z kolei zmiany obciążenia również wpływają na napięcie wyjściowe. Dla maksymalnego obciążenia (100 mA), napięcie wyjściowe spada z 9.532 V do 9.355 V. W ten sposób regulator osiąga zadowalający poziom stabilności napięcia, z minimalnymi wahaniami, które nie przekraczają kilku procent.

Zalecenie dla czytelnika: Warto zwrócić uwagę, że parametry diody Zenera oraz rezystora ograniczającego prąd mają istotny wpływ na stabilność i skuteczność regulatora napięcia. Należy pamiętać, że nawet małe zmiany w tych elementach mogą znacząco wpłynąć na wydajność całego układu. W przypadku bardziej zaawansowanych układów, np. z zastosowaniem zasilaczy impulsowych, można uzyskać lepszą stabilność napięcia, ale wymaga to zastosowania bardziej skomplikowanych technologii.

Jakie są kluczowe cechy układów ECL oraz jak wpływają one na projektowanie obwodów logicznych?

Układy Emitter Coupled Logic (ECL) charakteryzują się specyficznymi właściwościami, które determinują ich zastosowanie w systemach wymagających szybkich czasów propagacji sygnału. Są to układy o wysokiej wydajności, szczególnie w kontekście dużych częstotliwości, jednak wiążą się one również z wyższym poborem mocy i niższymi marginesami szumów w porównaniu z innymi technologiami, takimi jak CMOS czy NMOS.

W omawianym przykładzie, rozwiązanie opiera się na równaniu:

Gdzie $V_R$ to napięcie odniesienia, a $V_B$ to napięcie bazy tranzystora. Z tego punktu możemy obliczyć prąd $i_1$, przyjmując $R_1 = 0.25 \, k\Omega$, co daje wartość $i_1 = 1.40 \, mA$. Taki prąd jest zgodny z wartością prądów innych komponentów w układzie, co sugeruje rozsądność wybranej wartości opornika $R_1$.

Dalsza analiza układu pokazuje, że zakładając brak prądów bazy, możemy napisać równanie dla prądów $i_1$ i $i_2$, jak również dla oporników $R_1$ i $R_2$:

Równanie staje się:

Co prowadzi do obliczenia wartości $R_2 = 2.46 \, k\Omega$. Taki dobór parametrów zapewnia prawidłowe działanie układu.

Kolejnym krokiem jest analiza rozkładu napięć i prądów w układzie ECL. Zatem, przy założeniu, że prąd $i_5 = 1.40 \, mA$, możemy obliczyć opornik $R_5$ za pomocą wzoru:

Układ został zaprojektowany w taki sposób, aby spełniał wymagania napięciowe na wejściu bazy tranzystora, co umożliwia efektywne uzyskanie napięcia odniesienia.

Pomimo że rozwiązanie nie jest jedyne, to zastosowane wartości parametrów zapewniają poprawne napięcie odniesienia na bazie tranzystora $Q_R$, co jest istotnym czynnikiem w projektowaniu tego typu układów.

Cechy charakterystyczne układu logicznego ECL

Z punktu widzenia projektowania układów cyfrowych w technologii ECL, istotne jest zrozumienie kilku kluczowych właściwości. Przede wszystkim, ECL cechuje się bardzo małymi czasami propagacji, które mogą wynosić poniżej 1 ns. Krótkie czasy propagacji wynikają z faktu, że tranzystory nie są w pełni nasycone, eliminując tym samym efekty magazynowania ładunku. Dodatkowo, mała zmiana napięcia (około 0.7 V) w układzie logicznym ECL powoduje, że napięcia na kondensatorach wyjściowych zmieniają się szybciej w porównaniu z innymi układami logicznymi.

Jednakże, w zamian za szybkie czasy propagacji, układy ECL generują większą moc strat i mają mniejsze marginesy szumowe, co może być problematyczne w bardziej wymagających aplikacjach. Z tego powodu przy projektowaniu obwodów ECL należy szczególną uwagę zwrócić na efekty transmisji sygnałów. Złe projektowanie płytki obwodu może prowadzić do zjawiska oscylacji lub dzwonienia, które są związane głównie z nieodpowiednim zakończeniem linii sygnałowych.

Dissypacja mocy i jej znaczenie w ECL

Dissypacja mocy w układzie logicznym ECL jest istotnym czynnikiem, który wpływa na projektowanie i wybór odpowiednich parametrów obwodu. Moc tracona w podstawowym układzie logicznym ECL może zostać obliczona za pomocą wzoru:

Obliczając dla podanych wartości prądów i napięć, uzyskujemy moc stratną wynoszącą 60.0 mW, co jest wynikiem znacząco wyższym w porównaniu z innymi technologiami, takimi jak CMOS. Niemniej jednak, wysokie czasy propagacji ECL stanowią jego główną zaletę, zwłaszcza w aplikacjach wymagających bardzo szybkiej reakcji na zmiany sygnału.

Fanout w układach ECL

Fanout, czyli liczba obwodów, które mogą być obsługiwane przez jedno wyjście logiczne, jest istotnym parametrem w układach ECL. Jego maksymalna wartość w układzie logicznym ECL zależy od kilku czynników, w tym od prądów bazy i wzmocnienia prądowego tranzystora. Maksymalny fanout jest w dużej mierze uzależniony od dopuszczalnej zmiany napięcia wyjściowego. W przypadku układu opisanego w przykładzie 17.5, wartość fanoutu wynosi $N = 122$, jednak w praktyce wartość ta jest ograniczona przez czas propagacji, a zalecana wartość to około 15, aby zapewnić odpowiednią szybkość działania układu.

Zastosowanie napięcia zasilania ujemnego

W klasycznych układach ECL powszechnie stosuje się zasilanie, w którym dodatni terminal napięcia zasilającego jest uziemiony. Dzięki temu eliminowane są szumy na wyjściu, a sam układ staje się bardziej odporny na zakłócenia elektromagnetyczne. Również konfiguracja napięcia ujemnego zasilania pomaga zredukować wpływ szumów generowanych przez prądy przełączające i parasytyczne indukcyjności oraz pojemności.

W przypadku projektowania układów ECL, ważne jest odpowiednie zakończenie linii sygnałowych, aby uniknąć zjawiska oscylacji, które mogą zakłócać działanie układu logicznego. Niewłaściwie zaprojektowane ścieżki mogą prowadzić do powstawania efektów odbicia, które zakłócają sygnał, a w konsekwencji wydłużają czas propagacji.

Jak działa układ Schottky TTL NAND i jego wpływ na wydajność logiczną?

W przypadku tranzystora Schottky’ego, gdy jest on spolaryzowany w nasyceniu, napięcie kolektor-emiter (vC E) przyjmuje wartość $vC E = V_{C E(sat)} = V_{B E(on)} - V_{\gamma(SD)}$, gdzie $V_{\gamma(SD)}$ to napięcie włączenia diody Schottky’ego. Zakładając parametry $V_{B E(on)} = 0.7 \, V$ oraz $V_{\gamma(SD)} = 0.3 \, V$, napięcie nasycenia kolektora-emiter tranzystora Schottky’ego wynosi $V_{C E(sat)} = 0.4 \, V$. W przypadku, gdy tranzystor jest na krawędzi nasycenia, prąd diody $i_D = 0$, prąd kolektora $i_C = \beta i_B$, a napięcie kolektor-emiter równa się $V_{C E(sat)}$.

W układzie Schottky TTL NAND, przedstawionym na rysunku 17.33, wszystkie tranzystory z wyjątkiem Q3 są tranzystorami z zaciskiem Schottky’ego. Połączenie tranzystora Q4 między bazą a kolektorem tranzystora Q3 zapobiega przedostawaniu się tego złącza w stan przedwzbudzenia, co gwarantuje, że Q3 nigdy nie przechodzi w stan nasycenia. Kolejną różnicą w tym układzie w porównaniu do standardowego układu TTL jest zastąpienie pasywnego opornika pull-down na bazie tranzystora wyjściowego Q0 przez tranzystor Q5 oraz dwa oporniki. To rozwiązanie nosi nazwę „sieć kwadratująca”, ponieważ zaostrza charakterystyki przejściowe napięcia w układzie. Tranzystor Q2 zostaje powstrzymany od przewodzenia aż do momentu, gdy napięcie wejściowe będzie wystarczająco duże, by jednocześnie włączyć Q2 i Q0. Przypomnijmy, że pasywny opornik pull-down w standardowym układzie TTL zapewniał ścieżkę usuwania zgromadzonego ładunku z bazy tranzystora wyjściowego, gdy ten przestawał przewodzić z nasycenia. Tranzystor Q5 w tym układzie zapewnia aktywną sieć pull-down, która szybciej wyciąga Q0 z nasycenia w trakcie przełączania.

Ten przykład pokazuje, jak model tranzystora z liniową charakterystyką nie zawsze zapewnia dokładne rozwiązania dla analizy układów. W tym przypadku model ten sugerowałby, że Q5 nigdy się nie włączy, ale w rzeczywistości, dzięki wykładniczemu zależności między prądem kolektora a napięciem baza-emiter, tranzystor Q5 faktycznie włącza się, pomagając szybciej wyciągnąć Q0 z nasycenia. Dwa diody Schottky'ego, umieszczone między wejściami a masą, pełnią funkcję tłumienia szumów, które mogą występować w wyniku przejść napięcia, działając jako ograniczniki. Diody wejściowe tłumią wszelkie ujemne odbicia napięcia do około -0.3 V.

Analiza prądowo-napięciowa układu Schottky TTL w tym układzie jest zbliżona do analizy układu TTL standardowego. Jedyną różnicą jest to, że w przypadku wysokiego napięcia wejściowego i tranzystora w trybie odwróconym, napięcie wstecznego złącza baza-kolektor wynosi 0.3 V z powodu diody Schottky’ego połączonej między tymi złączami. Główną różnicą pomiędzy układem Schottky’ego a standardowym TTL jest ilość zgromadzonych nośników mniejszościowych w tranzystorach, kiedy są one w stanie nasycenia lub blisko niego. Tranzystor Schottky’ego w stanie nasycenia jest utrzymywany na krawędzi nasycenia, co skutkuje opóźnieniem propagacji na poziomie od 2 do 5 ns, w porównaniu do standardowego TTL, które wynosi około 10 do 15 ns. Inny drobny aspekt to wartość napięcia wyjściowego w stanie logicznego 0. W standardowym układzie TTL napięcie to wynosi 0.1-0.2 V, podczas gdy w przypadku tranzystora Schottky’ego napięcie nasycenia logicznego 0 wynosi około 0.4 V. Napięcie wyjściowe w stanie logicznego 1 jest praktycznie takie samo w obu układach.

W układach Schottky TTL i standardowych TTL zużycie energii jest podobne, ponieważ wartości napięcia i oporności w obu układach są podobne. Zaletą układu Schottky TTL jest jednak znaczne zmniejszenie opóźnienia propagacji, które jest 3 do 10 razy mniejsze. Czas opóźnienia propagacji zależy od rodzaju używanych tranzystorów (z zaciskiem Schottky’ego lub zwykłych) oraz od poziomów prądów w układzie. Czas przechowywania dla zwykłego tranzystora zależy od odwrotnego prądu bazy, który wyciąga tranzystor z nasycenia. Ponadto czas załączania tranzystora zależy od poziomu prądu ładowania pojemności złącza baza-emiter. Dlatego istnieje możliwość dokonania pożądanej równowagi między poziomami prądów (zużyciem energii) a czasami opóźnienia propagacji. Mniejsze poziomy prądu prowadzą do mniejszego zużycia energii, ale kosztem wydłużenia czasu opóźnienia propagacji. Takie kompromisy są szeroko stosowane w aplikacjach komercyjnych, gdzie bardzo krótkie czasy opóźnienia nie zawsze są wymagane, ale zredukowane zapotrzebowanie na moc jest zawsze korzystne.

Przykład układu Schottky TTL w niskiej mocy jest przedstawiony na rysunku 17.34. Z wyjątkiem kilku szczególnych przypadków, te układy nie używają tranzystora wejściowego z wieloma emiterami, jak w standardowych układach TTL. Większość układów Schottky w niskiej mocy używa wejściowego układu typu DTL, w którym diody Schottky’ego wykonują funkcję AND. Układ ten jest szybszy niż klasyczny tranzystor wejściowy z wieloma emiterami, a napięcie przebicia wejściowego jest również wyższe. Analiza prądowo-napięciowa tego układu jest identyczna z analizą układów DTL.

Endtext